用於功率分析的寬頻寬電流感測器

基於氮化鎵 (GaN) 和碳化矽 (SiC) 寬能隙半導體技術的功率轉換產品，現今被使用的頻率顯著提高，能夠產生近乎完美的正弦波形。由於電感器的電感值和電容器的電容值與開關頻率成反比，因此電感器和電容器等濾波元件可以做得更小更輕。未來，基於 SiC 和 GaN 的裝置將在更多應用中廣泛應用。本文介紹了一種新方法，並展示了一系列能夠滿足當前所需寬頻寬的電流感測器。

功率分析儀，通常使用以下基本公式計算實際功率。

因此，電壓 v(t) 和電流 i(t) 的數位式瞬間值相乘，並將結果在設定的時間視窗中計算總和。基本上，直流分量以及所有諧波和非諧波分量（包含功率分析儀的頻寬限制或濾波器截止頻率）都會被考慮。高階功率分析儀的工作頻率已可達 10 MHz。在大多數情況下，電壓訊號由功率分析儀直接處理，以便充分利用功率分析儀的頻寬。

對於大於 30 A 的電流測量，通常使用電氣隔離式電流感測器，這類感測器必須能夠高精度地將初級訊號傳輸到次級。這些電流感測器的主要構造是銅線繞組和鐵芯。此外，羅氏線圈也由纏繞銅線的線圈體構成。這種結構會產生繞組電感，各個繞組之間以及各繞組層之間，大多會形成一些不必要的電容。因此，每個銅線繞組都構成潛在的振盪電路。利用湯姆森振盪方程式可以計算諧振頻率。

根據公式，可以說線圈的電容越大，恆定電感下的共振頻率就越小。下圖顯示了部分纏繞的鐵芯。 完整的次級繞組分為兩個線圈，並串聯。兩個次級線圈都有幾個繞組層。

單個電容在電氣等效電路中並聯，這意味著一個繞組中的總電容相加。由於線圈串聯，一個線圈的總電容必須除以二。因此，一個線圈的總電容隨著層數的增加而增加。所以，具有更多轉數和更多層的電流感測器應該具有較低的共振頻率。

這個假設已經在實踐中透過電感電流互感器的頻率測量得到驗證。 在圖2中，測量了具有不同轉彎比的相同型別的電感電流變壓器，最高可達35千赫。在一次額定電流下，二次電流始終為1 A，與其他裝置相比，4000 A型號有更多的銅線圈和更多的繞組層。

4000 A電流互感器的第一次共振約為9,570赫茲。3000 A器件的共振頻率約為13,000赫茲。電流特性表示，次級訊號不僅在共振點區域受到衰減，還可能被放大。此外，還發生了不容忽視的相移。

如果當前的感測器製造商定義了頻寬，那麼功率計算也應限制在這個範圍內。否則，預計在超過這個頻率範圍內，會出現相當大的不準確之處。在考慮5A電流夾的頻率響應時，可以確實說明這一個結論。根據規格書，該電流夾的額定指定規格最高可達 20 kHz。緊接著在 20 kHz 之後，便能偵測到第一個共振點（諧振點）。在 60 至 80 kHz 之間，可以偵測到另一個共振點。在此區間內，二次側（輸出端）所顯示的振幅數值可能會暴增約1,270%。

一般來說，當電流感測器超出官方認證的測量範圍時，其輸出的波形或曲線通常會變得非常混亂（例如出現雜訊、失真或劇烈波動）。因此，製造商通常不願意對外公開這些「難看」的超規數據。

然而，使用者必須心裡有數，當感測器運作在未定義的高頻率範圍時，很有可能會出現意料之外、非理想的曲線特性。這類感測器在超過額定頻率後，通常不會自動對訊號振幅進行強烈的衰減（濾波）。這意味著高頻的干擾或錯誤訊號會直接通過，進而影響測量結果。

此外，文章補充了這類感測器的硬體背景。在電力測量領域中已經使用數十年的「高精度零磁通（Zero-flux）電流感測器」，其核心結構是由多個繞線鐵芯（wound iron cores）與必備的電子線路組合而成。這種複雜的磁路與電路互動，也是導致上述高頻行為難以預測的原因之一。

當電流成分顯著高於 10 kHz 時，會透過第三個鐵芯進行被動傳輸。這意味著在 10 kHz 以上，感測器會根據變壓器原理（感應原理），像傳統的比流器（CT）一樣運作。

零磁通技術的先驅們現在已成功優化了這個第三鐵芯，使其傳輸頻率最高可達 10 MHz。Danisense 推出的全新DW500UB-2V 電流轉換器具有 500 A 轉換為 2 V 的變比，憑藉其高達 10 MHz 的頻率響應，成為目前該領域領先的零磁通轉換器。

現在的電流傳感器和功率分析儀，量測能力已經可以達到 10 MHz。因為有了這麼高的頻寬，未來在測試以碳化矽（SiC）為材料的電力轉換器時，依然能夠提供高準確度且可靠的功率量測結果。

新型的碳化矽（SiC）半導體元件元件因為切換速度極快，它的運作開關頻率（Switching Frequency）通常落在50 到 100 kHz之間。這比傳統矽（Si）元件高出許多。

然而，實際量測時挑戰不單只是這 50 到 100 kHz 的基礎開關頻率。在電路運作時，還會產生該開關頻率的倍數（即高階諧波，如 2倍、3倍...甚至數十倍），並且在這些倍數頻率周圍還會伴隨產生相應的邊帶（Sidebands）訊號。

這種由基礎開關頻率延伸出倍數諧波與邊帶的物理現象，可以透過接下來的數學公式來計算和描述。

公式：

當轉換器以 100 kHz 的頻率進行脈衝切換時，我們可以預期在 200、300 和 400 kHz 處也會出現具衰減振幅的諧波及其相對應的邊帶。為了在這種情況下準確測量主動功率（實功），必須特別注意：除了振幅誤差外，相位偏置（相位差）也必須盡可能地小。因為在高頻範圍內，功率因數（Power Factor）會明顯變小。

這導致相位偏置對主動功率計算準確度的影響顯著增加。因此，用於功率分析的測量設備，在振幅誤差和相位偏置方面，應該要能涵蓋盡可能寬廣的頻率範圍，以排除高頻範圍內的測量誤差。

除了功率測量之外，高頻寬對於偵測快速瞬變、湧浪電流、突波電流以及電流上升率（陡峭度）也非常有用。在這種應用場景下，頻率自 3 MHz 以上開始產生的較大相位偏移（小於 -10°），其重要性就比在功率測量時來得低。